S2微沙龙
2021年9月，SA1完成了Ambient power-enabled Internet of Things的立项，从应用场景的讨论开启了对无源物联网Ambient IoT全方面的探究与摸索。经过3年半的时间的研究，Ambient IoT已经完成了部署设计，网络结构，设备架构，传输过程等多方面的基础研究，并于今年开始针对室内基站直连场景进行标准化，预计今年设计完成第一版无源物联网协议标准。作为一个RAN1牵头的立项，Ambient IoT的底层传输设计至关重要，将直接决定网络的整体性能。因此，小编将尝试针对底层的传输过程，从传输流程，波形设计，导频/帧结构设计等一些内容进行一个系列的简单介绍。本期将先就下行传输过程进行简介。
Part.01 物联网设备Device的一些特点
受限于功耗，成本和复杂度的影响，无源物联网的设备device没有精准的晶振，且具有高达10^5的采样频偏（sampling frequency offset，SFO），无法针对OFDM波形进行解调，只能进行简单的包络检波。由于SFO是可累积误差，因此随着接收端降采样的进行，其所接收到的波形将会越偏越快，如图1所示。
图1. Device的高SFO影响示意图
Device具体可分为device 1，device 2a和device 2b三种典型设备种类，其中device 1和device 2a为反射类物联网设备，主要用于室内传输。Device 1没有功率放大器，量化ADC为1比特的比较器，量化精度比较差。Device 2a相较于device 1可以额外放置低噪声功率放大器，且它的量化ADC可以达到4比特，较好的量化精度让其性能相较于device 1有了一定的提升。考虑到第一个标准化立项主要针对室内基站与device 1直连的通信过程，本篇将主要以device 1为研究对象进行介绍。
Part.02 物理层下行传输的发送与接收过程
发送过程
下行的传输被称为阅读器到设备传输（Reader to Device，R2D），主要由前置导频和物理传输信道构成。物理传输信道被称为物理层阅读器到设备传输信道（Physical Reader to Device Channel，PRDCH）主要包括CRC校验、线性编码和R2D波形生成3个步骤，如图2所示。
图2. 下行发送主要流程示意图
CRC校验：CRC校验主要用于保证Device侧接收的虚警率，n比特的CRC编码数量可以让虚警率下降至1/2^n以内。考虑到下行信息的种类与调度目的不同，CRC比特可以为多种长度，例如6位或16位。
线性编码：网络侧需要线性编码，让发送波形产生上升沿与下降沿，方便Device侧以沿为参考对两个沿之间的电平进行解调。通常可采用的编码为曼彻斯特码或脉冲宽度编码（Pulse Interval Encoding，PIE），但PIE编码的两个符号不等长，在解调性能上不及两个符号都等长的曼彻斯特码。考虑到曼彻斯特码实现起来也更加简单，因此R2D传输的线性编码采用曼彻斯特码。
R2D波形生成：考虑到Device侧只能进行包络检波，网络侧需要在下行传输中发送OOK波形，使Device可以解调信息。但是网络侧通常为基站或终端UE，发送波形为Device侧无法解调的OFDM波形。为了尽可能复用现有网络设备，降低布网成本，最终的解决方案是将R2D的波形设计为基于OFDM调制的OOK波形。这种波形主要有两种实现方法，一种为CP-OFDM波形，一种为DFT-OFDM波形，两者的生成过程如图3所示：
图3. 两种基于OFDM的OOK波形生成示意图
两种波形的主要区别为是否要经过DFT预编码。CP-OFDM波形不需要经过DFT预编码处理，但只能使用在每个OFDM符号只承载一个电平的场景中，每个OFDM符号输入一个恒模序列即代表OOK波形的高电平，不输入即代表OOK波形的低电平。由于每个OFDM符号上仅承载1个编码后比特，速率较为受限。DFT-OFDM波形中，编码后比特可以自由设计为OOK高低电平的波形组合。借助DFT预编码与OFDM调制的相消效果，OFDM调制后的波形会迫近DFT预编码前的波形，因此该方案下传输速率不受限制，可以预设为任何期望的速率。DFT-OFDM波形被选为最终的R2D传输波形，不过考虑到要与现有移动通信系统保持一致，因此发送端将进行加循环前缀（CP）的处理。
接收过程
与传统移动通信系统不同，下行传输的接收端主要包括降采样（包括滤波）、ADC量化、CP处理、包括检波和译码五个步骤，如图4所示：
图4.下行接收主要流程示意图
降采样：考虑到device侧的采样率与基站侧不同，同时受到SFO的影响，其降采样将不像理论上以固定间隔进行，而是以一定的偏差进行累积，并随着累积量的提升，其采样间隔将发生改变，如图5所示。最终，降采样过程将造成如图1所示的时偏效果。
图5.降采样和时偏效果示意图
ADC量化：该过程根据比特位数的不同将产生对应的量化效果。对于device 1，ADC只有1比特，因此该步骤可视为一个比较器，阈值为高电平与低电平的中心值。降采样后的波形超过阈值将被量化为高电平，低于阈值被量化为低电平。
CP处理：考虑到下行传输过程会加CP，因此Device侧需要进行针对CP的处理，但是去CP的方式当前并未确定下来。当前去CP的方式有两个大方向：
1. Device侧去CP。加CP的过程按照现有的机制进行，device侧通过解具有特定图样的前置导频，获取一个OFDM符号的长度信息，并换算出CP长度。或者，device获取了一个OFDM符号的长度信息后，通过在第一个OFDM符号内解上升/下降沿，发现一个电平长度明显低于普通电平的CP电平，从而获取CP长度。无论哪种方法，在获取到CP长度后，device将假设所有CP长度均一致，以其获取的OFDM长度为基础，顺次去掉PRDCH传输中所有OFDM符号上的CP。 2. Device侧不去CP。该方案的前提是加CP的过程需要单独设定机制，以保障CP与CP后面的OFDM符号内的第一个电平一致，不产生额外的上升/下降沿。然后将CP与OFDM符号的第一个电平看做一体，解调的时候进行统一处理。
为了确定理想的CP处理方式，小编自己简单做了个仿真，分别按照传统机制和零额外沿的机制添加CP，按照1%的虚警率进行设定，观察图6输出的漏检概率曲线（Miss Detection Rate，MDR）。传输块结构设为前导频+16比特数据+6比特CRC校验码，在接收端使用Device 1作为研究对象。
图6. 不同CP处理方法下的性能比较图
图例中的legacy CP代表使用了传统机制的方向1，no edge CP代表保障CP不引入额外上升/下降沿的方向2。在每OFDM符号只有1个电平的7kbps和每个OFDM符号会有2个电平的14kbps两种配置下，传统去CP方案均展现出了较好的性能增益。究其原因，可能是上升/下降沿并非理想突变，而有一定的过渡区间。一般而言Device在沿的过渡区间内选择任何一点作为该电平的起始/结束位置，误差都在可接受范围内，不对电平判决结果造成影响。但某些情况下，受到低信噪比或信道深衰等影响，波形会在过渡区间内产生较多的震荡。外加1比特的ADC精度不足，只要超过阈值就量化为高电平，而低于阈值就量化为低电平，某个电平的过渡区间内会出现反复变化的高低电平，可能造成电平起始判决点位于起始区域过渡区间的前部，而电平终止判决点位于终止区域过渡区间的后部，从而拉长该电平的整体持续时间。如果此时又恰逢CP位于该电平前，进一步拉长了电平长度，那么这个超长电平的判决可能就容易判错，例如高电平的功率均值被拉低或者该电平长度被误判为2个电平等等。因此尽管device侧去CP的过程并不准确，其性能依然要好于不对CP进行任何处理的机制。不过，device侧去CP会引入额外的复杂度，可能需要在最终的技术选择中进行一些考虑。
包络检波：Device将通过前一部分与后一部分的功率比值，判断当前的位置是个普通电平还是是个上升沿或下降沿。为了避免量化过程中某些过渡区间反复变化的高低电平引发的沿干扰，小编在实践过程中采取了一种类似滑动窗的方式，设定判决窗并逐步向后滑动，直到判决窗内的比值达到最大值或最小值，才判断窗的中心位置为上升沿或下降沿，并记录两沿之间的电平功率均值。然后，根据前置导频中获取到的功率阈值，Device侧将对每个电平的功率值进行判决，从而实现包络检波的过程。
译码：将包络检波后得到的数据进行曼彻斯特码的译码，得到最终的信息比特。
Part.03 下行导频设计
导频主要包括前导频（preamble），中导频（midamble）和后导频（postamble）。其中前导频用来确定起始位置，并提供时偏的估计和包络检波的功率阈值，通常加在传输信道的头部。中导频用来提供信道估计、干扰估计、时偏估计和测量等相关的功能，但不用于下行传输中，通常插入到传输信道的中间。后导频是否会启用在下行当前还在讨论，如果使用，则主要用于指示传输的结束，通常放置在传输信道的结束位置。
前导频主要由两部分组成，第一部分为起始位置指示（start indicator part，SIP），用来告知device下行传输即将开始，并借助自己的持续时长向device描述1个OFDM符号的时间长度，间接提供CP信息。当前，SIP的设计也正在讨论中。根据当前会议进展，SIP可能从单个’高-底’电平组合和多个‘高-低’电平组合中选取其中一个方案，为了简化起见，小编把当前可能的SIP组合列为了下列8组： SIP mode 1：ON：OFF = 1：1 SIP mode 2：ON：OFF = 1：2 SIP mode 3：ON：OFF = 1：3 SIP mode 4：ON：OFF = 2：1 SIP mode 5：ON：OFF = 3：1 SIP mode 6：ON：OFF：ON：OFF=1:1:1:1 SIP mode 7：ON：OFF：ON = 1: 1: 1 SIP mode 8：OFF：ON：OFF= 1: 1: 1
为了确定较好的SIP模式，小编按照上述8种SIP配置也做了个简单仿真。在7kbps和3个CAP电平的配置下，假设SIP持续时间为固定的1OFDM符号，按照1%的虚警率进行设定，观察图7输出的MDR曲线。传输块结构假设为SIP+3个CAP电平+16比特数据+6比特CRC校验码，在接收端以Device 1作为研究对象。
图7. 不同preamble的SIP mode性能比较图
总的来看，8种SIP配置的性能相差不多，但SIP mode 1的性能曲线在各条性能曲线之前。这可能是由于SIP mode 1中每个电平的长度都是相同的，不存在任何一个电平持续时间过短，成为判决的短板。并且，在SIP总持续时长一定的情况下，mode 1中每个电平长度也是所有mode里最长的。这样一来判决会更加准确，获取了一定的性能优势。
第二部分为时钟获取部分（clock acquisition part，CAP），通常由几个连续等长的电平组成，且该CAP的电平长度与其后面传输信道中数据的电平等长，以用来向Device提供一个数据电平的持续时长作为电平判决依据。同时，CAP的电平也可以提供功率阈值，协助Device进行包络检波。当前CAP设计为至少2个上升沿或两个下降沿，并且第一个电平需要与SIP的最后一个电平相反以示区分。为了简单起见，小编假设SIP取了性能最好的SIP mode 1，并继续假设了下述2种CAP配置： CAP mode1：ON：OFF：ON = 1:1:1 CAP mode2：ON：OFF：ON：OFF=1:1:1:1
在7kbps和14kbps的两种配置下，小编对上述两种CAP模式进行了简单仿真，以固定图样作为CAP的仿真假设，按照1%的虚警率进行设定，观察图8输出的MDR曲线。传输块结构假设为SIP mode 1+CAP+16比特数据+6比特CRC校验码，在接收端依然使用Device 1作为研究对象。
图8.Preamble的不同CAP长的性能比较图
从图中曲线来看，更长的CAP长度在低速率下还是有一定优势的，但是在高速率下优势就基本消失了，14kbps的CAP设计为3长还是4长似乎性能都差不多。因此，CAP的长度似乎不需要太长，设计为3个电平长度，保障至少2个上升/下降沿就可以了。
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发表于 2025-4-2 13:48:59