迈向4G无线通信系统要考虑的5大关键技术

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虽然3G时代尚未完全到来，但现在国际上已经开始研究4G无线通信技术了，这就提出了
下列关键问题：3G和4G究竟有何区别？如何从3G过渡到4G？4G无线通信系统有何种关键
技术？本文对中国无线设计工程师关注的问题进行了深入探讨，并阐述了4G无线通信系
统要考虑的5大关键技术。
无线业务提供商正逐步开始提供第三代(3G)无线业务。随着接入技术的不断进步，语音
、视频、多媒体和宽带数据业务正逐渐集成至同一网络中。人们曾展望3G将成为真正意
义上的宽带业务，不过这一美好愿望看来很难实现了。虽然按照协议标准，3G系统必须
提供2Mbps的数据率，但实际上最多只能达到384kbps的速率。为实现真正意义上的宽带
无线业务，系统必须迈向至第4代(4G)无线网络系统。
这不单纯只是个数字游戏，因为4G旨在提供基于IP的低成本高速高容量业务。
4G的目标是获得高达20Mbps的数据率，而且即使在以时速200公里行驶的车辆上也能达到
此速率。然而新设计技术要求实现4G性能所耗费的预期成本必须只为3G的十分之一。
通过将单一的3G协议标准化从而实现向4G的跃进，这种方法的难度相当大，而如果不以
一个协议为基础，设计人员则将面临更大的挑战。表1比较了3G和4G的一些关键参数(4G
尚不具备统一的规范，因此提出的参数主要参照研究报告)，显然其中部分标准还是相当
令人满意的。
多载波调制
为实现4G标准，需要一种新的方法，由频分多路复用技术派生出的多载波调制(MCM)正是
实现此目标的一种潜在技术。MCM本身不是新技术，当前DSL调制解调器和数字音频/视频
广播(DAB/DVB)就使用了各种形式的多载波系统。MCM是利用并行等带宽子信道进行信息
传输的基带技术，通常采用快速傅立叶变换(FFT)技术实现。MCM在码间干扰(ISI)环境下
具有良好的性能并可避免单频干扰，此外MCM增加了信号的峰值与平均值之比(PAVR) ，
而且为了克服ISI必须为数据添加循环扩展(cyclic extension)或保护频带。
方程1描述了峰值与平均值之比，而MCM和单载波系统之间的PAVR差异则是副载波数目(N
)的函数。
PAVR的任何提高都要求通过增加系统的线性度来降低失真，然而降低PAVR的方法本身也
有缺陷。其中一种技术对信号限幅，这将导致更高的非线性度。此外还可利用线性化技
术，但这些技术将增加系统的成本并需要放大器进行补偿。
循环扩展的原理如下：如果数据块的初始长度为N，通道响应的长度为M，那么循环扩展
的码块新长度为N+M-1。该序列提交的图像与信道卷积，这类似于由N个重复的初始块所
组成的周期性序列卷积。因此长度为N+M-1个采样周期的新码块中不含ISI，而代价是增
加功率并对数据增加的位进行解码。在MCM接收机中只进行N次采样，而剩余的M-1次采样
则丢弃，信噪比(SNR)损失参见方程2。
表1列出了两种可供4G选用的不同类型MCM，即多载波代码码分多址接入方式(MC-CDMA)和
采用时分多址接入方式(TDMA)的正交频分多路复用(OFDM)。注意，MC-CDMA实际上是带有
CDMA重复占位(overlay)的OFDM。
类似于单载波CDMA系统，用户可通过正交编码的多路复用来区分MC-CDMA用户。在MC-CD
MA中每个用户可分配多个编码，而数据可以时域或频域扩展。上述两种方式中多个用户
均可同时接入系统。
在带有TDMA的OFDM中，用户按分配的时间间隔发送和接收数据。同3G系统一样，4G系统
必须处理多址接入的干扰和定时问题。
带有TDMA的OFDM和MC-CDMA之间的差异主要在于每个副载波使用的调制类型。通常MC-CD
MA使用四相移键控(QPSK)，而带有TDMA的OFDM可使用高电平调制(HLM)，如多级正交振幅
调制(M-QAM)(这里M=4至256)。为了优化整个系统的性能，还可使用自适应调制，这里所
有副载波QAM电平的选择基于测量的参数。
现在从器件级来考虑这个问题。4G收发器的结构类似于任何其它的宽带无线收发器结构
，而与典型收发器的主要区别在于基带处理。多载波调制信号将以宽带高PAVR信号的形
式出现在收发器的RF/IF器件中。基站和移动终端的区别在于基站可发送和接收/解码多
个移动终端的信号，而移动终端通常只为单个用户服务。移动终端可以是移动电话、计
算机或其他个人通信设备。
4G系统中RF和基带之间的线路将更加紧凑，这样模拟数据变换为数字数据，或者数字数
据变换为模拟数据的速度都相当快，由此增加了系统的灵活性。典型的RF器件，如功率
放大器和天线均需要复杂的信号处理技术来处理宽带高速信号。
图1显示了典型收发器的RF/IF器件。在发送通道上，由于IF不变换同相和正交 (I&Q)信
号，因此RF将I&Q信号变换并放大，然后再发送。在接收通道上，天线的射频部分接收数
据，然后进行过滤、放大和下行变换，使其应用于基带处理。收发器提供功率控制、定
时和同步以及频率信息。当使用多载波调制时，频率信息尤为重要。如果数据没有正确
地同步，收发器将无法对其进行解码。
从高层的角度看，移动终端和基站RF/IF器件的结构很相似，但两者的总体结构和性能要
求截然不同。两者均需考虑性能和成本；而移动终端还需考虑功耗和规格。
4G系统的工作过程
图2显示了收发器基带处理器件的顶层方框图。假定4G建立在多载波技术之上，发送器和
接收机的核心基带器件是FFT及其反变换(IFFT)。在发送通道上，数据经过生成、编码、
调制、变换、循环扩展，然后传送至RF/IF器件；而在接收通道上，数据无需进行循环扩
展，只经过变换与检测，然后进行解码。如果数据是语音，还将发送至语音编码器。基
带子系统将采用多个IC加以实现，这些IC包括数字信号处理器(DSP)、微控制器和ASIC。
软件作为收发器的一个重要组成部分，用以实现不同的算法、编码和收发器的总状态机
。基站中可包含若干个DSP，如果使用了智能天线，那么每个用户都需要接入DSP并根据
天线射束进行必要的调整。
接收器件
与3G相比，4G需要对接收器件进行改进，以实现期望的数据传输速率和通信可靠性。如
方程3所示，香农定理描述了可靠通信必需的最小SNR。
这里C表示通道容量(即数据率)，而BW表示带宽。
3G中要在5MHz带宽上实现2Mbps的数据率，SNR只需1.2dB。而4G中要在5MHz带宽上实现2
0Mbps的数据率，所需的SNR约为12dB。这表明由于4G中数据率有很大的提高，收发器系
统应当具有比3G远为卓越的性能。
在任何接收机中，影响效率和灵敏度的主要因素是噪声系数、增益、群延迟、带宽、灵
敏度、寄生抑制和功耗。4G也不例外，灵敏度可由方程4表征：
这里Kto表示热噪声(本方程中为-174dBm)，BW表示接收机带宽，NF表示接收机噪声系数
，而SNRavgMCM表示MCM系统达到期望误码率所需的平均SNR。
对于使用5MHz RF带宽、16QAM调制且其NF为3dB的4G系统，接收机的灵敏度为-87dBm，而
3G接收机的灵敏度为-122dBm；两者间的差异主要由调制和PAVR所致。这也说明了有必要
通过对信号限幅或编码来降低PAVR。此外增益应当为线性，而群延迟在信号带宽上也必
须是均匀的。
接收机前端提供了从天线直至基带处理器的信号通道，通常由带通滤波器、低噪声放大
器(LNA)和下行变换器组成。此外依赖于接收机的类型，可以存在两个下行变换器(在超
外差式接收机中)，其中一个用于将信号变换至IF，之后信号进行滤波，并下行变换至采
样基带位置或其附近。
其他的接收机结构类似于零中频(零IF或ZIF)接收机，都只具有一个下行变换器，这里数
据将直接变换至基带。接收机设计面临的最大挑战在于，必须以较低的工作功率实现所
要求的灵敏度、互调和寄生抑制要求。
接收机的带通滤波器
接收机的带通滤波器是消除有害干扰和噪声的第一道防线，该滤波器必须能够达到每个
带宽所需的截断门限。在4G实现中，最低带宽可低至5MHz，而最高带宽则可高达20MHz。
如果滤波器只具有5MHz的带宽，将不具备利用20MHz的功能。但是如果滤波器具有20MHz
的带宽而信号带宽只为5MHz，额外的干扰将增加噪声并降低灵敏度。解决这个问题的方
法是利用可调滤波器，如采用具有不同带宽的滤波器组，并按实际需要选择带宽。
典型的LNA具有约为1dB的噪声系数以及约20dB的增益，因此必须综合考虑增益和噪声以
获得最佳解决方案。LNA设定整个接收机的噪声系数，因为LNA是接收机最前沿的器件之
一。由于信号具有较高的PAVR，LNA还必须具有很高的线性度来消除失真。
接收机的下行变换器在保证功耗最少的同时，还必须具有良好的线性度和噪声系数。寄
生空闲动态范围(SFDR)是测量混频器部分线性度的一种方法，该方法与二阶和三阶互调
分量，即IP2和IP3直接相关。
模数转换器(ADC)是可能导致新系统中断的关键器件。与ADC有关的系统问题包括是否采
用过采样、信号的PAVR、带宽和采样率。5MHz带宽信号的典型采样率为20MHz，如果使用
IF采样，那么孔径不确定性或信号抖动必须足够小，从而抑制误差。
动态范围是另一重要因素。对于采用512点IFFT PAVR理论值的MCM系统而言，所需的动态
范围为80dB，即13位。两者间的关系如方程5所示，其中量化噪声由下述链路预算确定：

期望的量化噪声由平均信号功率与平均噪声频带密度之比确定，其中对于副载波、数据
率(DR)和补偿(通常为15dB)，频带密度通常用dB(Eb/No)的形式进行测量。后面加上常数
20dB是为了使量化噪声比系统噪声低20dB，而所需的位数目可采用方程6进行计算。
方程中fs表示采样率。如果信号带有干扰或阻塞，ADC则需要更多的位数，ADC的动态范
围可由15位增加至17位。
基带处理
虽然目前尚未提出4G纠错编码，但可以肯定的是4G将提供不同程度的QoS，包括数据率和
误码率。此外还有可能采用链接编码形式，而链接编码既可以是3G中使用的TURBO码，也
可以是块码和卷积码的组合。这无疑增加了接收器件基带处理的复杂程度。
4G基带信号处理器件包括 ASIC、DSP、微控制器和FPGA。接收机从ADC中获取数据并用来
检测正确的信号，此外还可使用像智能天线和多用户检波这样的基带处理技术来减少干
扰。
MCM是一种基带技术，副载波在发送器中采用IFFT生成，而FFT在接收机中用来恢复数据
，此外还需要利用快速DSP分析来处理数据。
智能天线可采用不同的算法，从而通过调节射束模式对信号进行优化。智能天线所需DS
P数目取决于算法类型，其中两类最基本算法是射束切换天线和自适应天线阵。射束切换
天线从一套预先确定的射束模式中选择其中一种，而自适应天线阵则动态地将窄射束导
向多个用户。一般而言，由于规格和功率限制，SA更多地应用于基站，而非移动终端上
。
多用户检波(MUD)可用来消除CDMA系统中出现的多接入干扰(MAI)。在了解每个用户展宽
波形的基础上，MUD根据其他用户测定信号并将其从期望信号中除去。移动设备通常在小
区中不包含其他用户的展宽代码，因此MUD更多地只应用在基站中，而且MUD可增加反向
链路(移动终端至基站)的容量。
发送器件
发送器的用途是生成和发送信息。随着4G数据率的增加，对未受干扰信号的需求也随之
增长。增加容量的一个有效途径是增加频率复用，随着小区规模为适应更多的频率复用
而变得越来越小，基站也要求变得更小。更小的小区规模只需较少的发送功率即可到达
小区边缘，尽管降低小区内的干扰要提高系统工程的质量。
寄生噪声是需要考虑的另一重要问题。管理机构对在发送过程中可能超出分配频带范围
的有害噪声进行了严格要求，因为系统中过多的噪声有可能严重降低系统的容量。
在与4G关联的更宽带宽系统和高PAVR系统中，如果不利用线性技术(例如预矫正信号的P
A)就很难达到卓越的性能。为了有效地完成这项工作，需要在RF和基带之间设置反馈。
完成反馈的算法在DSP中进行，这是基带数据处理的一部分。
功率控制对在4G中实现期望的性能至关重要，因为这有助于控制较高的PAVR。由于在不
同的速率和QoS要求下，不同的业务需要不同的功率电平，因此功率控制需要非常紧密的
闭环。基带处理不论对接收器件还是发送器件的处理都同等重要。如前所述，RF和基带
串联生成4G信号，而4G发送器的基带处理显然比3G设计要复杂得多。
数模变换器(DAC)是发送器件的重要组成部分，需要较高的变换速度以使失真最小，特别
是带有MCM信号的高PAVR。通常数据需要额外采样2.5至4倍；通过增加DAC的抽样率，即
可降低采样间的步长，由此使失真降至最低。
在发送器件的基带处理部分，信号采用IFFT编码、调制、变换，并添加循环扩展。动态
数据包分配或动态频率选择技术可以增加系统的容量，移动终端的反馈需要实现上述技
术，而基带处理必须足够快，由此支持高速数据率。
即使3G已经开始全面展开，系统设计人员和业务提供商仍期待着真正的无线宽带网络系
统。为实现4G目标，需要进行重大的技术改造，由此解决基带处理和高PAVR信号较高带
宽中的密集算法问题。此外还需要应用创新技术帮助系统达到期望的容量和吞吐量。高
性能信号处理可用于天线系统、功率放大器和信号检测。